一种具有高频变压器(2)的DC/DC转换器(1),经由具有脉冲开关(V1,V2)的逆变器电桥(7)从输入侧DC链路(5)向所述高频变压器的初级绕组(3)供应电流,采用所述高频变压器的次级绕组(4)经由整流器电桥(15)对所述输出侧DC链路(16)进行充电,在所述DC/DC转换器的起动期间,对所述逆变器电桥(7)的所述开关(V1,V2)进行操作,从而对所述输出侧DC链路(16)加载,对所述开关(V1,V2)进行操作采用如下方式:偏离所述开关(V1,V2)的正常运行(24),从而限制在所述DC/DC转换器(1)的起动期间在所述DC/DC转换器(1)中流动的电流。具体而言,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间以在所述起动的有限数量的阶段中的每一阶段期间固定的脉冲宽度对所述逆变器电桥(7)的所述开关(V1,V2)进行操作,所述脉冲宽度在所述起动的每一阶段期间均不超过5%。
1.一种DC/DC转换器(1)的起动方法,所述转换器(1)具有高频变压器(2),经由具有脉冲开关(V1,V2)的逆变器电桥(7)从输入侧DC链路(5)向所述高频变压器(2)的初级绕组(3)供应电流,采用所述高频变压器(2)的次级绕组(4)经由整流器电桥(15)对输出侧DC链路(16)进行充电,所述方法包括在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的脉冲开关(V1,V2)进行操作,从而对所述输出侧DC链路(16)加载的步骤,对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作采用如下方式:偏离所述脉冲开关(V1,V2)的正常运行(24),从而限制在所述DC/DC转换器(1)的起动期间在所述DC/DC转换器(1)中流动的电流,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的步骤中,以在所述起动的有限数量的阶段的每者当中固定的脉冲宽度对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作,所述脉冲宽度在所述起动的每一阶段期间不超过5%,其中,当所述输入侧DC链路(5)的DC电压与所述输出侧DC链路(16)的被转换至所述输入侧DC链路(5)的DC电压之间的差保持为预定阈值或者降至预定阈值以下时,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的步骤进行至下一阶段。
2.根据权利要求1所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,用以对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度在所述起动的每一阶段当中均不超过2%。
3.根据权利要求1或2所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,使用以对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度在所述起动的阶段之间增大。
4.根据权利要求3所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,阶段间的脉冲宽度的增大为所述起动的先前阶段的脉冲宽度的50%到100%。
5.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,从使所述DC/DC转换器用以在不受干扰的情况下工作的脉冲宽度的值中选择在所述起动的每一阶段期间对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度。
6.根据权利要求5所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,从有限数量的使所述DC/DC转换器用以在不受干扰的情况下工作的脉冲宽度的值构成的列表中选择在所述起动的每一阶段期间对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度。
7.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,其中用以对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度增大的阶段的数量选自两个、三个和四个阶段。
8.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤中,按照与正常运行(24)中相同的频率对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作。
9.根据权利要求8所述的方法,其中,以选自16到96kHz的范围的固定频率对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作。
10.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的方法,其中,在正常运行(24)下用以对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度是固定的。
11.根据权利要求10所述的方法,其中,在正常运行下对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的脉冲宽度选自大于等于40%且小于50%的范围。
12.根据权利要求1、2和4中的任一项所述的方法,其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的所述步骤的第一阶段中,总是以相同的最短脉冲宽度对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作,所述的最短的脉冲宽度独立于所述输入侧DC链路(5)的DC电压和所述输出侧DC链路(16)的被转换至所述输入侧DC链路(5)的DC电压之间的实际差。
13.一种DC/DC转换器(1),其具有高频变压器(2),经由具有脉冲开关(V1,V2)的逆变器电桥(7)从输入侧DC链路(5)向所述高频变压器(2)的初级绕组(3)供应电流,采用所述高频变压器(2)的次级绕组(4)经由整流器电桥(15)对输出侧DC链路(16)进行充电,所述转换器还具有用于对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的控制器,所述控制器在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作,从而对所述输出侧DC链路(16)加载,对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作采用如下方式:偏离所述脉冲开关(V1,V2)的正常运行(24),从而限制在所述DC/DC转换器(1)的起动期间在所述DC/DC转换器(1)中流动的电流,其中,所述控制器在所述DC/DC转换器(1)的起动期间以在所述起动的有限数量的阶段的每者当中固定的脉冲宽度对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作,所述脉冲宽度在所述起动的每一阶段期间不超过5%,其中,当所述输入侧DC链路(5)的DC电压与所述输出侧DC链路(16)的被转换至所述输入侧DC链路(5)的DC电压之间的差保持为预定阈值或者降至预定阈值以下时,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间对所述逆变器电桥(7)的所述脉冲开关(V1,V2)进行操作的步骤进行至下一阶段。
14.根据权利要求13所述的DC/DC转换器(1),其中,所述控制器监测所述输入侧DC链路(5)的DC电压和所述输出侧DC链路(16)的DC电压。
15.根据权利要求13或14所述的DC/DC转换器(1),其中,所述高频变压器(2)的初级侧是谐振电路(20)的部分。
16.根据权利要求15所述的DC/DC转换器(1),其中,所述逆变器电桥是具有以相位偏移π进行操作的两个所述脉冲开关(V1,V2)的半桥,并且其中,通过由两个电容器(9)构成的并联电桥(8)使电流换向。
17.根据权利要求15所述的DC/DC转换器(1),其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间以及在所述DC/DC转换器(1)的正常运行(24)中所述控制器均以相同的频率对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作。
18.根据权利要求16所述的DC/DC转换器(1),其中,在所述DC/DC转换器(1)的起动期间以及在所述DC/DC转换器(1)的正常运行(24)中所述控制器均以相同的频率对所述脉冲开关(V1,V2)进行操作。相关申请的交叉引用本申请要求2009年9月21日提交的题为“Aufstartenxa0einesxa0DC/DC-Wandlersxa0mitxa0Hochfrequenztransformator”的共同待决欧洲专利申请No.EPxa009170867.7的优先权。技术领域
本发明总体上涉及一种用于起动具有高频变压器的DC/DC转换器,经由具有脉冲开关的逆变器电桥从输入侧DC链路向所述高频变压器的初级绕组供应电流,并且采用所述高频变压器的次级绕组经由整流器电桥对输出侧DC链路充电。此外,本发明总体上涉及一种DC/DC转换器,其具有高频变压器,其中,经由具有脉冲开关的逆变器电桥从输入侧DC链路向所述高频变压器的初级绕组供应电流,并且采用所述高频变压器的次级绕组经由整流器电桥对输出侧DC链路充电,所述转换器还具有用于操作所述逆变器电桥的开关的控制器。更具体而言,本发明总体上涉及一种DC/DC转换器的起动方法和一种DC/DC转换器,其中,在所述DC/DC转换器的起动期间对逆变器电桥的开关进行操作,从而对输出侧DC链路加载,对所述开关进行操作采用如下方式:偏离所述开关的正常运行,从而限制在起动期间在所述DC/DC转换器中流动的电流。可以将本发明应用于逆变器,所述逆变器从DC源向AC电网供应电能并且包括高频(HF)变压器,所述高频变压器使所述逆变器的输入侧与其输出侧电隔离,并且还可以系统地增大或降低输入DC电压。更具体而言,可以将本发明应用于从光伏模块向AC电网提供电能的逆变器。应注意的是,也可以将本发明用于其它技术领域。
背景技术
如果通过(例如)增大来自所连接的光伏模块的输出电压而对处于高频变压器的初级侧的DC/DC转换器的输入侧DC链路充电(其通常涉及对所述DC链路中的至少一个缓冲电容器进行充电),那么其将不会对处于所述高频变压器的次级侧的所述DC/DC转换器的输出侧DC链路的充电状态产生任何影响。在用于从输入侧DC链路向所述高频变压器的初级侧供应电流的逆变器电桥的开关开始交替闭合时,由于输出侧DC链路中缺失反电压将产生极高电流。这些电流能够容易地超过最大阈值,超过所述阈值将危害DC/DC转换器的,尤其是其半导体部件的完整性。在逆变器电桥的开关以大约具有包括高频变压器的初级侧的谐振电路的谐振频率的幅值的频率工作,从而使DC/DC转换器中的无源损耗降至最低的情况下,上述情况尤其成立。在这种情况下,在DC/DC转换器启动期间使逆变器电桥的开关闭合时流动的电流几乎完全未发生衰减。而对这些电流的有意衰减反过来来又会增大DC/DC转换器的正常运行的功率损耗。对这一问题的一种已知的解决方案涉及在起动期间以一定的频率操作逆变器电桥的开关,该频率显著高于在DC/DC转换器的正常运行期间对所述开关进行操作的频率。在这一方法中采用的增大的频率取决于在输入侧DC链路处呈现的电压。该电压越高,在起动期间对逆变器电桥开关进行操作的频率就越高。由于在使开关的断开时间(作为百分比值)保持恒定的同时增大频率,因而所述电流仅在其方向因开关位置的颠倒而反转之前的非常短的时间段内增大。这意味着,增大在起动期间对逆变器电桥的开关进行操作的频率具有直接的限制所述电流的效果。然而,要注意,在DC/DC转换器的输出侧DC链路根本尚未充电的情况下,这一措施是不够的。因此,所描述的现有技术的内部电源变压器以额外的绕组为特征,该绕组将输出侧DC链路预先充电至150V,从而预先降低输入侧DC链路和输出侧DC链路之间的电压差。用于对逆变器电桥定时的额外频率和内部电源变压器的额外绕组这两者均意味着要耗费很大的力气以有效地限制起动具有高频变压器的DC/DC转换器时的电流。USxa06091610A公开了用于降低非对称半桥式转换器中的瞬态开关电流的系统和方法。所述转换器包括高频变压器,所述高频变压器具有处于其初级侧的包括主开关和补充开关的非对称逆变器半桥以及分压DC链路,还具有处于其次级侧的整流器半桥和DC链路。将所述转换器的软起动描述为一种避免能够引起开关故障的瞬态电流的途径。开始,所述非对称半桥截止,所述主开关的占空比为零。要想导通所述非对称半桥,逐渐增大所述总开关的占空比,直到达到稳态占空比为止。因而,可以逐渐增大输出电压,从而避免高蜂值电流。但是,由于所述主开关和所述补充开关在补充时段内接通,因而所述补充开关可以最初就在一个长时间段内接通。因此,存储在第二输入电容器内的能量可以在初始开关周期内通过所述补充开关迅速放电。这一快速放电可能产生通过所述补充开关的大的电流脉冲,从而导致其受到损害。为了降低随着逆变器的开启在所述补充开关内产生的电流应力,在所述变压器的初级侧的DC链路两端耦合导电通路,从而对其充分放电,并且由此降低在逆变器开启时所述补充开关内的电流应力。因而,仍然需要能够有效地限制起动期间出现的最大电流,又无需为此目的满足复杂的设备要求的方法和DC/DC转换器。
发明内容
本发明涉及一种DC/DC转换器的起动方法,所述转换器具有高频变压器,经由具有脉冲开关的逆变器电桥从输入侧DC链路向所述高频变压器的初级绕组供应电流,采用所述高频变压器的次级绕组经由整流器电桥对输出侧DC链路进行充电,所述方法包括在所述DC/DC转换器的起动期间对所述逆变器电桥的开关进行操作,从而对所述输出侧DC链路加载的步骤,对所述开关进行操作采用如下方式:偏离所述开关的正常运行,从而限制在所述起动期间在所述DC/DC转换器中流动的电流,其中,在所述DC/DC转换器的起动期间对所述逆变器电桥的所述开关进行操作的步骤中,以在所述起动的有限数量的阶段的每者当中固定的脉冲宽度对所述开关进行操作,所述脉冲宽度在所述起动的每一阶段期间不超过5%。此外,本发明涉及一种DC/DC转换器,其具有高频变压器,经由具有脉冲开关的逆变器电桥从输入侧DC链路向所述高频变压器的初级绕组供应电流,采用所述高频变压器的次级绕组经由整流器电桥对输出侧DC链路进行充电,所述转换器还具有用于对所述逆变器电桥的所述开关进行操作的控制器,所述控制器在所述DC/DC转换器的起动期间对所述逆变器电桥的所述开关进行操作,从而对所述输出侧DC链路加载,对所述开关进行操作采用如下方式:偏离所述开关的正常运行,从而限制在所述起动期间在所述DC/DC转换器中流动的电流,其中,所述控制器在所述DC/DC转换器的起动期间以在所述起动的有限数量的阶段的每者当中固定的脉冲宽度对所述逆变器电桥的所述开关进行操作,所述脉冲宽度在所述起动的每一阶段期间不超过5%。对于本领域技术人员而言,在研究了下述附图和详细说明后,本发明的其它特征和优点将变得显而易见。这里,旨在使所有这样的额外的特征和优点都包含在权利要求界定的本发明的范围内。
附图说明
参考以下附图可以更好地理解本发明。在附图中,这几幅图始终以类似的附图标记表示对应的部分。图1示出了根据本发明的具有高频变压器的DC/DC转换器的基本设计。图2简略示出了根据本发明如何对图1所示的DC/DC转换器的输出侧DC链路递增(incrementally)充电。
具体实施方式
在本发明中,以固定的脉冲宽度或者5%或更低的占空比对逆变器电桥的开关进行操作,从而对所述DC/DC转换器的输出侧DC链路进行充电。如果DC/DC转换器的起动包括不只一个分立的阶段,那么可以使这一脉冲宽度仅在所述起动的分立的阶段之间递增。本发明选择降低所述脉冲宽度,而不是增大在起动序列内对开关进行操作的频率。然而,用于将电流调整到特定值的普通脉冲宽度调制并不是这一过程的部分,因为在起动期间占主导的特殊情况下,这样的普通脉冲宽度调制即使不是根本不可实现的,也将是极为复杂的。相反,将采用通过经验确定的脉冲宽度,尽管在所述高频变压器的初级侧和次级侧之间存在高电压差,其仍然允许在起动期间有效地限制电流。尽管可以在起动期间增大所述脉冲宽度,即,在所述起动的阶段间增大所述脉冲宽度,但是其既不是以连续的方式也不是以准连续的方式发生的,而是从一个固定的脉冲宽度递增增大到下一更高的固定脉冲宽度。考虑到具有高频变压器的DC/DC转换器的逆变器电桥的开关通常是针对大约50%的脉冲宽度优化的,因而本发明不管是在理论上还是在实践当中均能够使起动期间流动的电流下降这一点相当令人意外。这一点尤其适用于本发明的用于对逆变器电桥开关定时的固定脉冲宽度在起动的任何阶段期间都不超过2%优选实施例。这样的非常小的脉冲宽度可能是在初级侧的电流具有非常小的衰减的情况下保持预期的最大电流所必需的。可以在起动的两个或更多的阶段上,尤其是在两个到四个阶段上增大所述脉冲宽度,其中,典型的阶段间脉冲宽度或占空比增大为前一阶段中较短脉冲宽度的50%到100%。但是,本发明不包括固定方案,即固定百分比来实施每一步骤之间的脉冲宽度的增大。相反,优选从多个在用来操作逆变器电桥的开关时不会导致干扰(例如,谐振效应)的脉冲宽度中选择每一脉冲宽度。如果在起动的阶段间增大脉冲宽度,那么有可能在输入侧DC链路的DC电压和输出侧DC链路的被转换至输入侧DC链路的DC电压之间的差降至预定阈值以下时使脉冲宽度增大到下一个更高的值。输出侧DC链路的DC电压向输入侧DC链路的转换考虑了高频变压器的变压比。仅在特定的时刻上检查所述DC电压差是否降到了这一阈值以下就足够了。此外,如果所述DC电压差在给定的时间段内没有按照预期下降,那么可以终止所述起动序列,并且可以生成错误消息。优选地,可以在起动期间,按照与正常DC/DC转换器运行中采用的频率完全相同的频率操作逆变器电桥的开关。这基本上意味着所述逆变器电桥的开关的操作只需一个具有固定的时钟信号频率的时钟信号输出。通常,这一频率处于16到96kHz的范围内,例如,其可以为48kHz。在本发明的实施例中,在对DC/DC转换器起动之后,还按照正常运行中的固定预置脉冲宽度(例如,从至少40%到几乎50%)操作逆变器电桥的开关。如果在DC/DC转换器的起动的阶段间使脉冲宽度递增增大,而不是使其在整个起动期间只固定在一个值上,那么这一过程将总是以最小的脉冲宽度开始,而不管所述高频变压器的次级侧是已经冲完电,部分充电,还是根本尚未充电。总是以最小的脉冲宽度开始避免了过高的电流,即使在最初的使用于对高频变压器的初级侧的电压进行分压的分压电容器上的电压对称的期间亦如此。在基于本发明的DC/DC转换器中,通过用于对逆变器电桥的开关进行操作的控制器实施所述新的方法。为了执行这一任务,所述控制器或控制单元将优选考虑输入侧DC链路的DC电压与输出侧DC链路的被转换至输入侧DC链路的输出电压之间的差。所述高频变压器的初级侧优选是具有谐振频率的谐振电路的部分。以比起动期间以及正常DC/DC转换器操作期间的这一谐振频率都低的频率(例如,在比其低大约25%的频率上)操作所述逆变器电桥的开关。如果所述逆变器电桥是具有两个互补定时的开关的半桥,那么也这种方案也是优选的,其中,通过包括两个作为所述谐振电路的一部分的电容器的并联半桥使所述电流换向。现在将更加详细地参考附图,图1示出了具有高频变压器2的DC/DC转换器1,所述高频变压器2包括初级绕组3和次级绕组4。在其一端,经由两个交替闭合的开关V1和V2从输入侧DC链路5向初级绕组3供应具有交变流向的电流,其中,所述开关中的每者具有并联的续流二极管6。所述开关V1和V2形成了逆变器半桥7。使另一半桥8并联连接到逆变器半桥7上,所述半桥8包括两个电容器9,所述两个电容器的中心点被连接至初级绕组3的另一端。电容器9与布置于电桥7的中心点和初级绕组3之间的电感器10结合使用,以建立具有谐振频率的谐振电路,所述开关V1和V2以低一些的频率交替闭合。所述DC链路5还具有缓冲电容器11。这一电容器在开关V1和V2中的相应的一个断开,并相应地从所述链路不连续地汲取电荷的时间段内对存在于所述DC链路的输入线12和13之间的输入电压U_E缓冲。将所述高频变压器2的次级绕组4连接至由二极管14构成的整流器电桥15,所述整流器电桥15的作用在于将包括缓冲电容器17的输出侧DC链路16充电至处于输出线18和19之间的输出电压U_A。在第一次将输入电压U_E施加到输入线12和13上时,对缓冲电容器11和电容器9进行充电,因而也对DC链路5进行充电,而仍然未对缓冲电容器17进行充电,因而也仍然未对DC链路16进行充电。只有在第一次使开关V1和V2交替闭合时,才对DC链路16进行充电。然而,如果以作为接下来的DC/DC转换器1的正常运行的典型值的50%的脉冲宽度和大约具有包括初级绕组3的谐振电路的谐振频率的幅度的频率直接操作开关V1和V2,那么所述电流将仅受所述谐振电路部件的漏电感和内阻限制。由于为了使DC/DC转换器在正常运行中具有高效率而使这些漏电感和内阻降至了最低,因而所产生的电流可能变得很大,从而导致开关V1和V2的热损坏,在这一实施例中,所述开关为半导体部件。这一风险随着输入侧DC链路5和输出侧DC链路16之间的电压差(即,输入电压U_E和输出电压U_A之间的差)的增大而增大。为了解决这一问题,在DC/DC转换器起动期间(即,在DC链路尚未完全充电的同时开始DC/DC转换器的运行时),显著降低脉冲宽度,即开关V1和V2交替闭合的时段,其又被称为开关V1和V2的占空比。通过这种方式,即使在起动以及接下来的DC/DC转换器1的正常运行期间均以相同的频率对所述开关进行操作,也能够使流经开关V1和V2的电流限制到可接受的水平。利用这些受到限制的电流,能够对输出侧DC链路16进行充电,直到次级绕组4处的反电压增大到能够实现正常的DC/DC转换器运行的值为止。在这一起动当中,按照固定的预定脉冲宽度操作开关V1和V2,当DC链路5和DC链路16之间的电压差(即,输入电压U_E和输出电压U_A之间的差)在指定的采样点上降至某一阈值以下时,使所述脉冲宽度递增增大。在为所述电压差指定阈值时,必须考虑初级绕组3和次级绕组4之间的绕组比率,即所得到的高频变压器2的变压比。在本范例中,这一比率为7∶5,其意味着在正常的DC/DC转换器运行中,将700V的输入电压U_E降为500V的输出电压U_A。然而,DC/DC转换器的主要任务在于以尽可能小的线圈形式和最低的损耗在DC链路5和DC链路16之间提供电(galvanic)隔离。不仅出于限制流经开关V1和V2的电流的目的对在起动序列的各个阶段期间用于对交替闭合的开关V1和V2进行操作的各个脉冲宽度进行选择,还出于避免在DC/DC转换器或周围电子环境中引起容易在采用非常短的高功率脉冲时发生的干扰的目的对其加以选择。此外,在DC/DC转换器起动期间,对开关V1和V2的操作过程总是以最小的脉冲宽度开始,因为只要没有从DC链路5汲取电流,那么由于部件容差的原因,将无法保证两个电容器9的预定的对输入电压U_E进行相等地分配的功能。如果电容器9未能对所述电压均等分配,并且如果这时使开关V1和V2交替闭合,那么所产生的电压的不对称性将导致开关V1和V2上的“失衡”电流负载。这意味着,所述开关之一可能最初必须传导可达开关周期的平均电流的两倍的电流,直到电容器9的电压变得对称,并且在开关V1和V2两者上均等地分配电流为止。这一效应甚至会发生在输出电压U_A大于零的情况下,这将意味着U_E和U_A之间的电压差表明所述起动序列可能实际上是以所述起动的第二步,即以更长的脉冲宽度开始的。因此,所述流程应当总是以独立于输出侧DC链路16的初始充电状态的最小脉冲宽度开始对开关V1和V2进行操作。图2示出了如何在DC/DC转换器1的起动期间对DC链路16进行分阶段充电。右侧给出了所取得的输出电压U_A,在括号中额外给出了基于DC/DC转换器的7∶5的变压比转换至输入侧DC/DC链路输出电压。在最上方示出了输入电压U_E。简要描绘了随着时间的推移所述起动序列的各个阶段。在左侧以百分比示出了在从阶段21到阶段23的期间用于对图1的开关V1和V2进行操作的脉冲宽度。在第一阶段21内,所述脉冲宽度或占空比为1.4%,即,所述开关V1和V2在每一工作周期的1.4%内交替闭合。这一阶段通常占据500ms,如果在这500ms之后U_E-(7/5*U_A)>340V的条件不再成立,即,如果所述输入电压和经转换的输出电压之间的电压差降至了340V或更低,那么这一阶段终止。如果情况不是这样,那么使阶段21再延长500ms。如果所述电压差在2秒之后仍然大于340V,那么将终止起动序列,并发出错误消息。在下一阶段22中,使脉冲宽度通过一个递增增大到2.5%,即,增大大约前一脉冲宽度的80%。这一阶段通常占据200ms,当在200ms之后发出的查询表明条件U_E-(7/5*U_A)>200V不再有效时,即,所述电压差降至了200V或更低时,这一阶段终止。在第三阶段23内,通过一个递增使所述脉冲宽度增大到4%,即,增大前一脉冲宽度的60%。这一阶段一直持续到条件U_E=(7/5*U_A)适用为止,即,直到在考虑了所述DC/DC转换器的变压比的情况下所述电压差降为零为止。此后,DC/DC转换器开关切换至正常运行,在正常运行当中,以42%的脉冲宽度对开关V1和V2每者进行操作。由于其仅在对图1的输出侧DC链路16进行满充电之后发生,因而将有效地避免经过开关V1和V2产生过高的电流。如果图1所示的谐振电路20的衰减是非常小的,那么在图2中针对步骤21到23中的脉冲宽度指定的值可能过高,足以限制在DC/DC转换器1的起动期间经过开关V1和V2的电流。在这种情况下,必须将脉冲宽度降至(例如)0.5%到2%的范围内。令人意外的是,即使是就半导体开关而言,尤其是就MOSFET而言,这一点也是可能的,即使所述开关是针对用于DC/DC转换器的正常运行的接近50%的脉冲宽度优化的。其原因是MOSFET半导体开关在存在高电流的情况下非常快速的切换的能力,这暗含着能够在起动的状态下使所述开关安全地截止。在基本上不背离本发明的精神和范围的情况下,可以对本发明的优选实施例做出很多变化和修改。这里,旨在使所有这样的修改和变化都包含在权利要求界定的本发明的范围内。